法，如频率采样法和窗函数法，由于没有办法操控临界频率，其使用受到约束。而一些现代办法，如神经网络法…、免疫算法等，这一些办法规划的滤波器系数都是凭借某种最优化算法对方针幅频函数进行迫临的进程中得到，但并没处理在优化进程中怎样来操控鸿沟频率问题。文献提出一种FRM(FreqLtency Responses Masking，频率呼应屏蔽)规划法，它首先要规划两路满意起伏互补的原型滤波器，再将原型滤波器的每个延时器用M个延时器来替代(即内插进程)，然后别离规划两路屏蔽滤波器去滤除由于内插而发生的镜像频率特性，终究将两路呼应叠加即得终究滤波输出。这样发生的滤波器系数具有稀少特性，而总的滤波器长度并不会明显添加，此办法由于可将过渡带约束在很窄的宽度内而得到遍及使用，但该办法存在原型滤波器与屏蔽滤波器的阶数、各频带波纹相互影响及功能匹配的问题，这样一些问题一般要用线性规化等杂乱数学途径去处理。

  本文在文献提出的全相位滤波器规划的基础上，经过变传统频率采样方式为偶对称的频率采样方式，并引进双相移组合和结构用于补偿的全相位单窗滤波器的办法，凭借于MATLAB规划，使得FIR滤波器的临界频率的方位可经过改动参数λ得以处理，它具有无需多步迭代优化、规划办法简略的特色。

  文献提出全相位DFT滤波器规划法，具有频率采样法和窗函数法的两层性质，并指出：滤波器功能可经过加前窗f或后窗b而得以改进，f和b的设定可分为三种状况：无窗、单窗和双窗。要规划N阶全相位滤波器，需先设置一频率向量H，终究全相位滤波器可等效为长度为2N-1的FIR滤波器，其规划可分为三个过程：(1)对H进行IDFT生成h，再对h进行定义域延伸，构成(2N一1)长度的向量h’=[h(-N+1)…h(0)…h(N-1)]T。(2)将前窗f、后窗b进行卷积并归一化后生成卷积窗wc。(3)将h’、wc对应元素相乘即得等效FIR滤波器。依据以上过程，将生成的2N-l长度的FIR滤波器g的系数推导如下：

  事实上，H也可设为偶对称方式，即满意H(k)=H(N-1一k)，(k=0，…，N-1)。如N=16时，可设为：H=[1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1]T，这时式(1)的IDFT成果为复数，然后式(4)的FIR系数也为复数。为得到实FIR系数，需要将式(4)的g乘以一相移向量v0=[v0(-N+1)…v0(一1)v0(0)v0(1)…v0(N-1)]T，其间

  令频率采样距离△ω=2π/N，文献证明：无窗和单窗全相位滤波器的传递曲线严厉经过频率设置点k△ω,k=0，1，…，N―l而式(5)对滤波器系数乘以相移向量v0后，依据傅氏改换的频移性质，其频率设置点也相应右移0．5△ω，即严厉经过ω=(k+0．5)△ω，这样就构成了偶对称的频率采样方式。例：当N=8时，令传统频采向量H=[1 1 l 0 0 01 1]T偶对称频采向量He=[1 1 0 0 0 0 1 1]T。则这两种方式在[O，2π)内的采样点散布如图1所示。

  以N=16为例，将偶对称频率采样向量H设为：H=[1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 l]T，在加汉明单窗的状况下，选用前面的全相位FIR滤波器规划过程，可得到如图2所示的幅频曲线。