可能比任何其他功率传感器具有更加好的精度来测量RF功率。这种准确性的很大一部分来自适用于VNA的独特校准技术。这些技术允许修正幅度和相位测量中的系统误差。

  VNA校准技术是一个广泛研究的课题，有数百篇论文对其数学方面做了探讨。然而，它常常以相对复杂和模糊的方式呈现。作为用户，我们应该更基本地了解各种校准技术，包括优势和劣势，以便我们也可以针对任何特定情况选择最佳校准方法。本文旨在通过提供一个更易于接近的VNA校准介绍来满足这一需求。

  在深入探讨之前，应该指出的是，大多数仪器的校准是指由制造商或服务中心进行的工厂校准。然而，对于VNA，校准可能有一个额外的意义：用户进行的错误校正，以消除整个测试设置的系统错误，不仅包括VNA本身，还包括其电缆、连接器等。这有时会让新手对VNA技术产生困惑。

  要了解VNA校准及其可以纠正的错误，让我们探索一个简单的测量示例：使用VNA进行反射测量。

  图1中的简化框图显示了VNA如何测量被测设备（DUT）的S参数。在这种情况下，被测设备为低通滤波器。

  如果我们测量DUT的输入反射系数，则VNA产生器通过耦合器1朝向DUT的输入发射激励波。当波到达被测设备的输入端口时，它朝向定向耦合器反射回来。

  耦合器分离反射波并将其一部分施加到端口1（Rx2）的测量接收器。端口1（Rx1）的参考接收器测量原始刺激信号。有了入射波和反射波的相位和振幅，我们现在能确定DUT的输入反射系数。然而，这种对VNA操作的基本解释忽略了一些可能会引起测量误差的非理想性。。

  我们将讨论的第一个误差来源是定向耦合器的有限方向性。理想地，进入耦合器1的激励信号不应该出现在测量接收器的输入端。然而，真实世界中的定向耦合器会将入射波的一部分泄漏到耦合端口，如图2中品红色泄漏路径所示。

  VNA测量低通滤波器输入反射的框图，其中两个不需要的信号用虚线。在输入反射测量期间，由于来自耦合器（品红色）的泄漏和端口2（红色）的阻抗失配而出现在VNA中的不希望的信号。

  即使DUT的输入完全匹配并且因此没有来自它的反射，测量接收器仍然检测到由于这种泄漏而导致的非零功率。泄漏量以及延伸的泄漏误差取决于耦合器的方向性。

  在上述讨论中，误差来源于耦合器的VNA有限方向性的非理想性以及测试端口的失配。然而，总误差也取决于测试设置中使用的电缆和连接器。

  通过品红色路径耦合的信号经历等于耦合器的隔离因子的损耗。因此我们大家都知道来自品红色路径的不希望信号的功率是比刺激信号的功率低C+D分贝。图3比较了与三个信号相关的功率项：

  •图4。入射信号（Pi）、希望信号（Pd）和不希望信号（Pc1）的相对功率电平。

  所需信号的功率和不希望信号的功率之间的差值（以分贝为单位）由下式给出：

  举个例子，D被设定为30 dB，RLfilter被设定为20 dB。因此，Pc1比Pd低10dB。如果我们考虑电压量，我们大家可以计算误差项如下：

  不希望电压的振幅是比希望电压小0.32的因子。注意，这个误差项取决于耦合器的方向性和DUT的返回损耗。

  •图5。入射信号（Pi）、希望信号（Pd）和不希望信号（Pc2）的相对功率电平。

  因此，这个不希望的分量的功率比希望的分量的功率低7 dB。我们现在能够找到x2，就像我们找到x1一样：

  不希望电压的振幅比希望电压的振幅小0.45倍。误差项取决于虚拟网络分析和被测设备参数。

  入射功率、所需功率和不希望的分量（Pc3）的功率之间的关系如图6所示。

  •图6。入射信号（Pi）、所需信号（Pd）和我们的最终不希望信号（Pc3）的相对功率电平。

  Pc3比所需组件低45 dB。如果我们考虑电压量，不希望电压的振幅比希望电压小0.006倍：

  因为这个误差项是多次反射的结果，所以它的幅值很快下降，特别是当DUT和测试端口都呈现相对匹配的阻抗时。注意x3与x1和x2一样，也依赖于VNA和DUT的特性。

  由于非理想性通过错误框进行说明，我们大家可以假设虚拟网络分析是理想的。理想VNA测量的输入反射系数（Γin）与实际负载反射（ΓL）通过以下方程式相关：

  我们在这个方程式中总共有四个未知值：e00、e01、e10和e11。然而，我们大家可以通过将项e10e01解释为单个参数来将未知的数量减少到三个。这三个误差项中的每一个都与系统误差的物理源相关联——e00与系统的有效方向性相关，e11表示源匹配误差，e10e01是反射跟踪误差。